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哐怪绷鞯缭粗械恼�鞯缏芬话悴捎枚嗉墩�髌�20。可以使得整流二极管和电容的耐压值降低，体积减小。由于对高频交流电压15整流，多级整流器20采用快速整流二极管。此处的快速整流二极管并不是在电流过零点导通，各级整流电路依次导通，二极管会产生较大的开关损耗，使得高压直流电源100的整体效率降低。

如图2所示，根据本发明的一个实施例的高压直流电源200拓扑。逆变器40增加了一个全控开关管28，若开关管28断开，逆变器40的结构和逆变器10相同。直流母线电压23处增加一个电容组。采用两个电容组串联的方式。考虑到电容组36和38的均压充电，前端可采用变压器42、不可控整流器46和48实现。变压器42的初、次级绕组匝数比1：1，次级两个绕组，产生相同的电压经过不可控整流器46和48对两个电容组36和38充电，可保证串联电容组的均压充电。待充电完成，逆变器40开始工作，直流母线电压23无法调节。

如图3所示，逆变器40增加了开关管28，可输出5种脉冲电平。5种脉冲电平的值固定不变，只是离散的5个值。开关管2、4、6、8、28只在谐振电流过零点时切换，因此开关频率固定，为谐振频率。逆变器40的工作状态有5种。分别称为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。5种状态的作用周期也固定，为谐振周期一半的整数倍，也可以使5种状态的工作周期在升压阶段和稳定阶段选用不同的值。但都是谐振周期一半的整数倍。

5种状态的开关导通方式为：（1）　谐振电流为正时，2正向谐振是导通开关管2和8；谐振电流为负时。2正向谐振是导通开关管4和6。（2）　谐振电流为正时，1正向谐振是导通开关管28和8；谐振电流为负时。1正向谐振是导通开关管28和6。（3）　谐振电流为正时，自由谐振导通开关管2或8，导通开关管2与二极管16使得串联谐振电路形成回路，导通开关管8与二极管14使得串联谐振电路形成回路；谐振电流为负时，自由谐振导通开关管4或6，导通开关管4与二极管18使得串联谐振电路形成回路，导通开关管6与二极管12使得串联谐振电路形成回路。（4）　不管谐振电流是正或负，1反向谐振是导通开关管28，谐振电流为正时，开关管28与二极管16使得串联谐振电路向电容组36回馈电能；谐振电流为负时，开关管28与二极管8使得串联谐振电路向电容组38回馈电能。（5）　不管谐振电流是正或负，2反向谐振是关断开关管2、4、6、8和28。当谐振电流是正时，二极管14和16导通使得串联谐振电路向直流母线上回馈电能；当谐振电流为负时，二极管12和18导通使得串联谐振电路向直流母线上回馈电能。

逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振，直流母线给串联谐振电路和负载提供电能，负载电压17会升高。直流母线电压越高，输出的功率越大，串联电路存储的电能就越多，负载电压17上升的幅度就越大；自由谐振，存储在串联谐振电路的电能向负载供电，由于负载的消耗，负载电压17必然会下降，只是下降幅度较小；反向谐振，存储在串联谐振电路中的电能不仅向负载供电，还将电能回馈给直流母线，负载电压17必然下降，而且幅度较大。因此，如果直流母线电压所提供的功率恰好等于负载的消耗，那么负载电压将无波动，保持不变。然后直流母线电压不易频繁改变，会造成整个高压直流电源的不稳定。谐波大大增加，带来更多的危害。因此。逆变器40输出的脉冲电平越多，负载电压17的波动必然越小。采用9电平逆变器时，输出电压17的波动极小，可以满足对电能质量需求极高的设备，再继续增加电平，效果不再明显，反而增加硬件电路的复杂度。

直流母线电压23、串联谐振电路存储的电能和输出电压17之间存在一定的对应关系，决定5种状态的选择。可建立仿真模型，绘制给定电压值与测量值17的差值与5种状态在不同电容电压32下的曲线，实施时采用比较法确定状态输出即可。逆变器40硬件电路简单。可输出5电平，只是需要采集电容电压32，输出电压17和分辨谐振电流34的过零点，对信号采集电路要求较高，控制处理器的速度要够快。但是由于算法和控制简单，采用中低端cpld/fpga都可以实现。

图1中的多级整流器20的各级整流器导通不一致，由于是高频高压整流，快速整流二极管的导通和断开会造成较